Evolution PP KT88 triode classe A

[g2fl]

Bonjour,
L’étage de puissance étant défini comme un push-pull en classe A, sa consommation moyenne comme sa consommation instantanée sont constantes. La première question à se poser est : faut-il une alimentation séparée par voie ?
Ensuite, la consommation instantanée étant constante, la capacité du condensateur en sortie n’a guère d’importance car elle n’aura pas à répondre à des appels de courant qui n’existent pas.
Elle a de l’importance par contre pour réduire la tension résiduelle de filtrage comme elle en a aussi pour éviter les surtensions lors des arrêts – marche. Sur ce dernier point, l’assemblage de condensateurs et de self excités par des courants impulsionnels ne peut que produire des drôles de chose. Pour ces deux raisons, une inductance raisonnable associée à une capacité en sortie élevée est une bonne solution. La vérification se fait très aisément en simulation, sans attendre de prendre des risques avec une maquette. Comme rien n’est parfait en ce monde, une forte capacité encaissera sans broncher les petites variations de courant qui pourraient se produire…quand même.
Si d’aventure, l’excitation poussait l’étage de puissance en classe AB, ce serait une classe AB à très fort courant de repos pour un étage de puissance sans doute en polarisation automatique : la variation de courant restera alors bien faible et la capacité élevée l’acceptera facilement.
Enfin, prévoir une résistance en parallèle sur la sortie pour vider les condensateurs dans toutes les circonstances.
Cordialement.

[francis ibre]

Bonjour à tous,

il faut se méfier des raccourcis !

L’étage de puissance étant défini comme un push-pull en classe A, sa consommation moyenne comme sa consommation instantanée sont constantes.

Oui, c'est vrai... tant qu'il reste en classe A...

Donc tant que l'impédance de charge reste résistive et égale à 8 ohms !
Sur charge réactive, et/ou sur charge inférieure à 8 ohms, l'étage de puissance va forcément passer en classe B à partir d'un "certain" niveau...
J'ai vu des amplis de 30 W en pure classe A, qui passaient en classe B dès 3 W sur des enceintes un peu "gourmandes".

Francis

[g2fl]

Bonjour,
Notre propos est peut être un peu réducteur, quoique!
Ce que nous voulons montrer est que le surdimensionnement quelquefois utile pour un amplificateur à transistors qui est en classe B ou pour un amplificateur Mac Intosh, en classe B lui aussi, n'est pas la fatalité quand le push-pull est en classe A. Et si de courts passages se font en classe B, juste un peu de marge suffit. Et non pas de ces marges immenses qui n'ont pas de sens en classe A.
Honte à celui qui s'extasie devant 12 000 µF pour alimenter quatre malheureux amplificateurs de tension en SRPP, en classe A eux-aussi mais pas en push-pull.
Pour l'effet de l'impédance de charge, une triode renforce son fonctionnement en classe A quand l'impédance de charge augmente. Quand elle baisse, ça fera un peu de classe B à pleine puissance. 220 µF en sortie de la self encaisseront, tranquille.

[Marc77]

Bonjour,

merci pour vos réponses, mais au final, dois-je limiter la valeur des résistances R1 et R2 (si oui à quelle valeur), ou cela n'a pas trop d'importance tant que C2 ait une valeur suffisante ?

Pour le calcul de la fréquence de coupure est-ce la bonne formule ?

Merci
Marc

[g2fl]

Bonsoir,
La résistance R1 intercalée entre le pont de diodes et le premier condensateur limite le courant crête lors de la phase de charge. Elle le fait en série, et donc en complément, avec la résistance équivalente au transformateur telle qu’elle est vue au secondaire. En général, elle est prise dans l’ordre de grandeur de la résistance dynamique qu’aurait présenté une double diode à vide : GZ34 qui ferait l’affaire pour l’alimentation d’une seule voie, se situe vers 80 Ω équivalents. R1 = 82 Ω pour une alimentation par voie, 39 Ω pour une alimentation pour les deux voies de la stéréo.
La résistance R2 est plus délicate à déterminer. Intrinsèquement, elle ne sert à rien. Elle est même gênante car elle augmente d’autant la résistance interne de la source haute tension, c’est en ce sens qu’il est souvent recommandé que la résistance du bobinage de la self-inductance soit la plus faible possible. En pratique, elle complète, en étant en série avec la résistance dudit bobinage, l’amortissement des oscillations que génèrent le circuit oscillant constitué par les deux condensateurs et par la self lors des séquences d’arrêt – marche. Nous ne connaissons pas de formule de calcul et la détermination est aisée par simulation.
Les deux résistances augmentent la résistance interne de l’alimentation mais c’est sans importance car les push-pull sont en classe A, à consommations constantes…ou presque.
Cordialement.

[francis ibre]

Bonjour à tous,

Gérard(s) : nous sommes bien d'accord, 220 µF suffisent, et c'est déjà beaucoup pour un ampli PP classe A à tubes de... 20 ou 25 W.
On peut aussi séparer les alimentations D et G, afin qu'elles ne partagent pas d'impédance commune (celle du condo), et dans ce cas deux condos de 100 µF chacun suffisent.

Honte : non, il n'est pas utile d'humilier.

Francis

[g2fl]

Bonjour,
En revenant au premier post qui fait état d'un push-pull en classe A de KT88, une petite simulation en classe AB1 selon fiche technique montre qu'il n'y a pas de surtension lors de la mise en route pour une cellule {47 µF + 2,5 H + 30 ohms + 100 µF}. En conséquence, si la résistance de l'enroulement de la self est de 30 ohms au moins, tout devrait bien se passer : R2 du schéma non nécessaire. La résiduelle appliquée au push-pull se cale vers 200 mV crête à crête.
Pour cette classe AB à très fort courant de repos, la chute de tension entre repos et pleine puissance devrait rester inférieure à 5 V mais elle est établie sur la base du courant moyen relevé sur un signal incident sinusoïdal. Sur un signal rectangulaire à 69 Hz et de facteur de forme à 25%, il n'apparait pas de réelle baisse de tension mais, par contre, une nette aggravation de la résiduelles qui peut atteindre 1 V crête à crête : en ce sens une capacité en sortie de filtrage plus élevée réduira cette ronflette potentielle. Mais quelle probabilité y'a t-il d'avoir un signal musical de cette forme?

Aucune volonté d'humilier de notre part. Le terme de honte dans le contexte avait pour objet de placer chacun en face de ses responsabilités. Indiquer que la solution citée est un must, une avancée technologique majeure ou quoi d'autre encore, est scientifiquement malhonnête. Ceci dit, c'est le pire que nous ayons vu et c'est pour cela qu'il nous est revenu à l'esprit. Un exemple avec un amplificateur de puissance aurait été plus approprié.
Cordialement.

[Marc77]

Bonjour à tous,

Merci Gérard(s) et Francis pour vos réponses. Je n'ai plus qu'à jouer avec PSU Designer II pour finaliser.
Je suis quand même un peu surpris par la valeur assez faible que vous me conseillez pour C2. J'avais testé le passage d'un 220uF à 470uF sur un PP de 6V6 classe A de 10W (canaux droite/gauche non séparé), et l'amélioration à l'écoute était nette.

Marc

[g2fl]

Bonjour,
La question posée permet de mettre en évidence une conception en deux étapes successives et distinctes dans leur logique.
La première est celle de la rigueur scientifique : push-pull classe A veut dire consommations constantes, donc valeur de C2 peu critique. Puis, filtrage de la résiduelle et risques de surtension à l'allumage poussent à une capacité déjà assez élevée.
Le seconde est celle des marges, du sens physique, de l'expérience ou du ressenti du concepteur. Un court passage en classe B à pleine puissance, un essai subjectif avec un autre push-pull en classe A, poussent à plus de capacité en sortie. Qu'à cela ne tienne et pourquoi pas ? Mais ces marges ne sont pas la règle, juste une démarche prudentielle. C'est en intégrant les marges comme une règle, puis en ajoutant de nouvelles marges etc. qu'il finit par y avoir 120 000 µF pour alimenter des étages de tension.
En pratique, alimentation double mono est déjà une marge importante. Si nous avions à réaliser cette alimentation, nous installerions 100 µF par voie pour commencer en se gardant la place physique pour installer deux autres condensateurs de 100 µF. Au cas où! et juste pour maîtriser les dépenses.

Pour revenir sur la conception : le transformateur utilisé dans notre simulation avait une résistance équivalente ramenée au secondaire de 175 ohms pour une alimentation mono. Le courant crête répétitif est de 7 fois environ le courant moyen (7*200 mA = 1,4 A) et le courant efficace en-dessous de 3 fois (moins de 600 mA). En ajoutant 82 ohms, le courant crête descend à 6 fois environ et le courant efficace vers 2,5 fois. Il faut apprécier si une baisse de 7 à 6 fois des crêtes est importante. Et si 82 ohms sont installés, la dissipation y serait de 20,5 W, ce qui nous inquiète du coup.
Cordialement.

[Marc77]

Bonjour à tous,

Gérard(s) : ce ne serait pas plutôt 17,5 ohms que 175 ohms pour le transfo ? sinon je ne retombe pas du tout sur les même valeur de courant avec PSU. Sans la résistance de 82 ohms, il y a une grosse surtension (j'ai bien 1,4 A crête mais seulement 470 mA RMS). Avec j'ai un courant crête de 820 mA, et 360 mA RMS, avec une tension de 30 V RMS aux bornes de la résistance, soit un peu moins de 11W. C'est déjà beaucoup plus facile à dissiper.
J'espère que le logiciel PSU est fiable, c'est toujours lui que j'ai utilisé jusque là.
Quel logiciel utilisez-vous ?

Marc